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Sex, 29 de Janeiro de 2010 17:10

Driver discretos para LED

Nota de tradução
Esta é uma tradução livre de uma nota técnica da Philips/NXP. O documento original pode ser encontrado em PDF aqui.
AN10739

1. Introdução

Esta nota de aplicação descreve um controlador discreto para um LED de 300mA, baseado no princípio de um conversor-buck, com uma eficiência de 80 a 90%. Inclui uma proposta de um BOM (Build Of Materials) e layout direcionado a um baixo custo, solução com baixa quantidade de componentes para um driver de um LED único ou uma seqüência de LEDs ligados em série.

A escolha de componentes discretos é discutida com relação às bipolares NXP de baixo VCEsat (BISS) e ultra-baixa tecnologia MEGA VF Schottky, ou seja, a série PBSSxxx e a série PMEGxxx.

Principais aplicações para o driver são aplicações de iluminação, onde o brilho LED constante, alta eficiência e baixo custo são características importantes. Por exemplo, aplicações de iluminação automotiva exigem que a iluminação e sinalização em geral não devem consumir muita energia quando o motor não está funcionando. A tensão de entrada de 6 V a 18 V suporta requisitos automotivos também.

Além disso, a bateria que impulsiona PDAs com luzes flash ou lâmpadas de cabeceira será beneficiar com a topologia e a eficiência de transferência do driver.

2. Princípio de Operação

Esquemático do Driver do LED
(Esquemático do Driver do LED)

 

2.1 Princípio Básico de Operação

O controlador discreto de um LED de 300mA é baseada no princípio do conversor buck com um controle de corrente ciclo-a-ciclo. O pico de corrente de entrada é definida pelo resistor R1 e, modificando R1, a corrente pode ser facilmente ajustada para valores inferiores ou superiores, ou seja, concebendo um driver de 20mA e 1A.

Ao aplicar a tensão de alimentação Vin, TR3 é ligado, fornecendo a corrente de base para o transistor PNP TR1 e ligando-o. Com D1 diodo invertido, a corrente começa a fluir através do indutor L1 e LED D2.

A equação da bobina descrita pela equação 1 mostra que um aumento desejado ou queda da corrente do indutor exige uma certa etapa de voltagem aplicada ao indutor, com o fator de proporcionalidade L, chamado de auto-indutância da bobina:

Equação 1

Com um LED como carga e um Vin constante, o resultado é um aumento linear corrente de entrada, como mostrado na figura 2:

Tensão e corrente de entrada.
(Tensão e corrente de entrada)

 

Como a corrente de coletor de TR1 aumenta, a queda de tensão no resistor sensor de corrente R1 aumenta também. Quando a queda de tensão atinge a tensão VBE (on) de cerca de 0,65 V na base-emissor de TR2, TR2 fecha e puxa a base de TR1 para a tensão de alimentação, ou seja, TR1 abre.

O valor de R1, portanto, define a corrente máxima de entrada na aplicação, que flui através de R1, TR1 e do indutor L1.

Quando TR1 desligar, sua corrente de coletor cai quase imediatamente de volta para zero. O indutor, no entanto, não pode mudar a corrente bruscamente, de acordo com a Di/Dt=V/L. A corrente irá diminuir, mas continua a fluir na mesma direção, com D1 diodo conduzindo agora.

Como D1 é polarizado diretamente, a tensão sobre L1 inverte quando TR1 está desligado. O nível de tensão no cátodo é -VF do diodo Schottky, enquanto há energia armazenada no indutor.

Resolvendo a equação indutor para este caso e tendo em Il(0)=Imax como condição para:

Equação 2

A corrente está diminuindo até chegar a zero, representado na Figura 3.

Corrente no Indutor e corrente de saída ideal.
(Corrente no Indutor e corrente de saída ideal (DC))

 

Quando toda a energia que foi armazenada no indutor é entregue para a saída, D1e inverte novamente e o processo é reiniciado.

2.2 Corrente, ripple de corrente e freqüência de chaveamento.

A inclinação da corrente é definido pela etapa de tensão sobre o indutor, e para uma tensão de entrada fixa esta etapa de tensão é constante, porque a queda de tensão sobre o LED é quase independente da sua corrente.A etapa de tensão constante com o indutor leva a um aumento linear da corrente (lembre-se: di/dt=V/L) que flui através do indutor e do LED - ignorando as perdas e outros efeitos parasitas.

Quando não são usados capacitores de saída, a saída atual é exatamente a bobina de corrente e a altura do ripple (ondulação) pode ser de ± 50% (ver Figura 3).

Para obter um menor ripple na saída, o capacitor C2 é adicionado, agindo como dispositivo de armazenamento de carga e alisando a onda dente de serra. O valor do capacitor deve ser escolhido de acordo com LED e as necessidades do específicas de cintilação, quanto maior o capacitor, menor será o ripple.

O valor mais importante do projeto para o driver de LED é a corrente média de saída, que é a metade do pico de corrente da bobina fixado pelo R1 (Imax=VBE(TR2)/R1).

Analisando a equação 1, a absorção de energia na entrada do circuito para um período pode ser determinado como:

Equação 3

A energia fornecida ao LED é:

Equação 4

Iout é a corrente DC desejado do LED.

Ton e Toff são o tempo de turn-on e o tempo de turn-off de TR1, e o tempo da borda de subida Tr e da borda de descida Ts da corrente da bobina, respectivamente. Seus valores podem ser calculados usando as duas soluções da equação da bobina derivada acima. Durante Ton da corrente da bobina, necessita de aumento de 0 a Imax. Assim, usando a equação 2, o tempo de turn-on pode ser calculado para:

Equação 5

O tempo necessário da corrente cair de volta para 0A é:

Equação 6

Colando equação 5 e a equação 6 na equação 3 e 4 equação, e aplicando a lei de conservação de energia rendimento (assumindo que não há perdas no circuito):

 

Equação 7

Ton e Toff determinar a freqüência de chaveamento do circuito:

Equação 8

3. Dimensionamento e escolha de componentes discretos

A escolha de componentes discretos, por um lado é dependente dos requisitos de entrada, como tensão de entrada, a corrente do LED e freqüência de comutação. Em contrapartida, o desempenho dos aparelhos, como as perdas enquanto ligado, as perdas de chaveamento ou a capacidade de dissipação de potência de um encapsulamento específico, influenciam a eficiência e os custos do circuito.

3.1 Indutor L1, Transistor TR1 e diodo Schottky D1

3.1.1 Indutor L1

A freqüência de chaveamento do circuito é determinado pela tensão de entrada Vin, o LED frente VF tensão, o pico de corrente Imax, e o valor de indutor L (ver equação 8).

Com as condições de entrada de dados pode-se calcular a freqüência resultante de comutação para diferentes valores de L, para obter uma orientação para a escolha do indutor. Em geral, L é o menor possível para reduzir custos e tamanho do encapsulamento do dispositivo. Indutores menores normalmente têm um menor resistência DC, também, levando a uma maior eficiência de todo o circuito. A avaliação da saturação mínima corrente da bobina deve ser 1,2 vezes a corrente de pico.

Alternativamente, pode especificar um número máximo de comutação de frequência da aplicação para obter o indutor necessário, utilizando a equação 8. Para o exemplo a seguir, fmax foi fixado em 100kHz, que é um valor apropriado para o chaveamento de um bipolar e também imunidade ao ruído.

Exemplo: Para fmax=100kHz, Imax=0.6A, Vin(max)=18V, VF=3.2 V

Exemplo

Tomando 47uH irá resultar em uma freqüência máxima de comutação de <100kHz para Vin = 18 V.

3.1.2 Transistor TR1

Um transistor bipolar em um encapsulamento SMD pequeno devem ser utilizados para a aplicação, pois oferece uma excelente relação de desempenho e custo para esta aplicação. A escolha final do dispositivo é dependente do desempenho exigido. IC e VCEO são dados pelas condições de entrada, mas também as perdas do dispositivo, ou seja, Ptot, durante a operação são importantes. Os principais parâmetros que contribuem para as perdas são a tensão de saturação VCEsat e a perda de energia durante o tempo de Tf durante turn-off.

A melhor opção para manter baixas as perdas do estado ligado é usar um transistor com VCEsat (BISS) baixa, considerando BVceo de pelo menos 1,2xVin(max) e IC(max, DC) deve ser pelo menos 1,2xImax.

Além das perdas do estado ligado, os tempos de comutação são um fator importante para a eficiência ao passo que o principal é o tempo de queda. Perdas durante o tempo de subida é quase zero, com uma carga indutiva a corrente de coletor sobe lentamente.

PBSS5220T é uma boa escolha para um driver de 300mA com uma tensão de entrada de +6 V a +18 V.

O dispositivo é um transistor bipolar de 2A, 20V de VCEsat (BISS) baixo, com um VCEsat típico de 70mV em Ic=600mA e razoável tempos de chaveamento. Ele vem com um bom custo/eficiência em um encapsulamento SOT23, com uma Ptot de 250mW no encapsulamento padrão.

Para garantir a saturação para TR1 - a fim de beneficiar da tecnologia VCEsat baixo - R3 deve ser escolhido de forma que com Ic, TR3 (o que equivale a Ib, TR1) uma relação CI/IB de cerca de 30 é ajustado.

Para uma corrente de coletor máxima de TR1 de 600 mA, IB deve ser regulado para 20mA, com R3 = 510 Ohms.

Para o resultado IC/IB=30, não há nenhuma curva VCEsat no conjunto de curvas abaixo indicado para PBSS5220T. Para se ter uma idéia da dissipação de energia durante Ton, o valor para um IC/IB=50 é tomada, que será pelo menos igual ou pior.

Tensão de saturação de coletor-emissor em função da corrente de coletor; valores típicos.
(PBSS5220T: Tensão de saturação de coletor-emissor em função da corrente de coletor; valores típicos.)

 

3.1.3 Diodo Schottky D1

Um diodo Schottky é escolhido para o "diodo captura", para fornecer um caminho para a corrente de LED durante Toff.

A série MEGA NXP Schottky PMEG oferece uma ultra baixa tensão de VF, resultando na redução da geração de calor durante a operação e um aumento da eficiência.

O PMEG2010AEJ é proposto para um driver de LED de 300mA, que é um 20V, diodo 1A MEGA Schottky em um encapsulamento SOD323F (SC-90). Ele oferece uma Ptot de 360mW no padrão, com uma tensão VF de tipicamente 340mV a 0.6ADC de corrente, enquanto o encapsulamento SOD323F (SC-90) é uma solução eficiente, que não podem servir apenas para o driver de LED de 300mA, mas também para as modificações de correntes de saída mais elevada.

4. Placa de demonstração e medidas

Para demonstrar o desempenho da aplicação que foi discutido acima, uma demonstração foi realizada em uma placa de 16,5mm x 49,5mm, com o BOM proposto.

Requisitos de entrada estavam uma faixa de tensão de +6V a +18V, baixo ripple na corrente do LED e um chaveamento máximo de freqüência < 100kHz.

Driver discreto de LED NXP e OSRAM Golden Dragon.
(Driver discreto de LED NXP e OSRAM Golden Dragon)

 

4.1 Proposta de BOM: Driver de 300mA

BOM part Proposto
R1 1.2 W (2010), 1 W resistor
R2 10 kW (0603)
R3 510 W (0603)
C1 1uF
C2 220uF
C3 Não Montado
L1 47uH, LQH55D series da Murata
D1 PMEG2010EJ; 20 V, 1 A Schottky diode (SOD323F/SC-90), NXP
D2 1A LED; OSRAM Golden Dragon LW W5SM
TR1 PBSS5220T; 20 V, 2 A PNP low VCEsat (BISS) transistor (SOT23), NXP
TR2, TR3 BC847BPN; NPN/PNP transistor duplo de propósito geral (SOT363), NXP

 

4.1.1 Medidas

As medições foram realizadas no layout final em relação à eficiência e à freqüência de comutação.

Eficiência=f(Vin)
(Eficiência = f(Vin) )

 

A eficiência Pin/Pout da placa, conforme mostrado com L1=47uH, é de cerca de 80% para um intervalo de tensão de alimentação de 9V a 12V.

Escolhendo valores inferiores indutor resultaria em uma maior eficiência, como um indutor menor geralmente vem com uma menor resistência DC, bem como menores perdas no núcleo do indutor. Mas, quanto menor o indutor, maior será o número máximo de comutação de frequência da aplicação.

Usar 33uH em vez de 47uH aumentaria a eficiência para > 85%. Com tensão de 18V de entrada, a freqüência de comutação seria de cerca de 120kHz (ver equação 8), e os efeitos resultantes do aumento das perdas de comutação e imunidade a ruído pode se tornar um problema para certas áreas de aplicação. No entanto, o layout deve ser capaz de lidar com um valor mínimo de L1 de 22uH.

Usando uma seqüência de LED ao invés de um único LED resultaria em um aumento da eficiência, também, como a relação entre a entrada e a tensão de saída, nesse caso, seria benéfico para um conversor buck.

Tal como acontece com o aumento da tensão de entrada, com o aumento da freqüência de comutação a eficiência cai, devido aos maiores perdas de comutação nos dispositivos discretos.

O aumento da freqüência é mostrada abaixo como uma comparação entre os valores teóricos através da equação 8 e uma medição real.

Freqüência=f(Vin), L1=47uH.
(Freqüência=f(Vin), L1 = 47uH)

5. Conclusão

  • Altamente eficiente controlador de corrente constante de LED utilizando uma solução de conversão de comutação de energia com base em um princípio do conversor buck, apoiado pelas tecnologias NZP de baixo VCEsat BISS e Schottky MEGA;
  • Aplicável para uma ampla gama de entrada de tensão de +6V a +18V;
  • Aplicável para uma ampla gama de temperaturas ambiente, devido à dissipação de potência baixa / baixa geração de calor do driver;
  • Baixo custo / solução com baixa quantidade de componentes;
  • Modificáveis para uma vasta gama de correntes de saída de 300mA até 1A.

 

 
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